用于UHF RFID的功率放大器设计

　　1 RFID系统与PA

　　近年来，无线通信技术得到了迅速发展。射频识别RFID(Radio Frequency Identification)作为一种新兴的自动化识别技术已经广泛应用于物流管理、门禁管理等多个领域，有广泛的应用前景和巨大的市场价值。其基本原理是利用射频信号的反射传输，实现读写器与标签之间的通信[1]。

　　一个典型的RFID系统包括读写器、标签、后台计算机等[2]，功率放大器是RFID系统的最后一级，它负责将基带电路传送来的调制信号放大，然后通过天线发射出去。由于功率放大器存在非线性失真等非理想因素，而且是系统中功耗最大的器件，故必须仔细设计,以免影响发射信号质量。

　　目前功率放大器市场上较为流行的工艺是砷化镓(GaAs)工艺，它具有良好的高频特性，但价格昂贵。随着便携式设备的广泛应用，低压、低成本、高效率IC(Integrated Circuit)成为技术研究的重点。现今CMOS工艺的截止频率能达到100 GHz以上，显示了良好的高频特性。而其工艺简单、价格便宜、易于与其他模块集成的特点，也使得CMOS功率放大器得到了广泛的研究和应用，现在已经有研究人员设计了60 GHz的功率放大器[3，4]。

　　本文采用台积电的CMOS工艺(TSMC0.18rf)，实现了一款用于RFID读写器的功率放大器，工作频段为902 MHz～928 MHz。系统采用幅移键控调制方式(ASK)，为了保证线性度，同时兼顾效率，故放大器工作在AB类。功率放大器饱和输出功率为17.8 dBm，功率附加效率达到了40%，输出1 dB压缩点为15.4 dBm，小信号增益28.7 dB。

　　2 电路设计

　　本文描述的功率放大器如图1所示。

　　由于单级放大不能提供足够大的增益，故采用两级放大结构以保证输出功率;为了保证功率放大器的线性度与效率，第一级偏置在A类，第二级工作在AB类。两级放大器的工作电源Vdd都是1.8 V。第一级MOS管上串联的电阻R1和电容C2能够提高功率放大器低频下的稳定性[5];L1、C1、Cd1构成输入匹配网络，其中Cd1也起隔直电容的作用;Cd2、L2、C4、C5构成输出匹配网络，用于抑制高次谐波分量，同时将天线负载转换为输出级最佳匹配负载;L3、L4分别是第一级和第二级的源级键合线;RFC1和RFC2分别是第一级和第二级的扼流圈RFC(RF Choke)。

　　深亚微米工艺下，MOS管的击穿电压值低。由于AB类功率放大器工作时的漏极电压可达2倍电源电压，容易使得MOS栅漏极电压超过击穿电压，所以，为了防止MOS管被击穿，第二级采用共源共栅(Cascode)结构。同时，由于Cascode结构的隔离作用，能够增加前后级的隔离度，进而增加功率放大器的稳定性。

　　3 版图设计

　　在Cadence Virtuoso环境下设计了版图，版图尺寸为760 ?滋m×450 ?滋m。在版图设计时，需要注意以下问题：

　　(1)由于功率放大器饱和工作时，流经放大级的电流比较大，因此必须要考虑源极、漏极金属走线的宽度。在TSMC 0.18rf工艺下，M1-M5的电流(DC)能力为1 mA/?滋m(110 ℃)。因此在设计第二级时，需要采用多个MOS管并联的方式以增加源极、漏极金属宽度，防止因电流过大而造成金属熔断。

　　(2)在功率放大器中，MOS管源极键合线(bond-wire)严重影响了输出功率的大小，同时由于产生的源极反馈会对功率放大器的稳定性产生影响，所以必须尽量减小键合线电感量。通过增加PAD数量，使多根键合线并联，这样可以显著地减小寄生电感量。排版时应尽量让地线和电源线交叉平行，相同信号线垂直走向，这样有利于减小走线之间的互感。

　　(3)由于功率放大器的干扰信号能够通过衬底严重影响LNA等其他电路模块，因此在版图设计时一定要添加足够的保护环，以减小对其他模块的影响[6，7]。并且，由于功率放大器是最大热源，在系统版图设计时，需要注意功放模块与其他差分对模块之间的距离，以减小由于受热不均而造成的失配。

　　(4)功率放大器第一级和第二级的接地点要有足够的距离，这样能够减少两级之间的串扰，从而进一步减小键合线的影响[8]。

　　4 前后仿真结果对比与讨论

　　对版图提取寄生参数的后仿真结果如图2所示。在915 MHz处，输出饱和功率为19 dBm，输入1 dB压缩点-13.6 dBm，输出1 dB压缩点17.6 dBm，功率增益为31 dB，1 dB压缩点功率附加效率PAE为38%;输入驻波比S11=-19 dB，输出端由于采用最大功率匹配，所以S22=-5.7 dB。同时K因子大于2，Bf因子也大于0，显示了良好的稳定性。

　　造成后仿真结果变差的原因主要是走线寄生电阻、电感等改变了管子的偏置状态，导致电流减小，放大能力减弱，同时也造成了输出匹配点的变化。为了解决偏置电流减小的问题，可以增加偏置电流的控制电路，以调节偏置电流大小，补偿由于寄生参数造成的损失。在集成系统中，可以通过数字部分控制多个电流源开关，从而达到控制偏置电流的目的。由于片内电感Q值太低，所以将匹配网络放在芯片外部，同时方便调谐。

　　在系统应用中，由于采用单端结构，所以在功率放大器前需要有一个差分转单端D2S(Differential to Single)的模块将混频器(Mixer)送过来的差分信号转换成单端信号。但D2S的线性度比较差，会影响整体的线性度，同时由于单端放大器对偶次谐波没有抑制作用，故有干扰信号通过衬底影响其他模块。因此，在实际应用中，采用差分放大器、内部集成巴伦(Balun)或者使用外部巴伦是较为常见的使用形式。

　　5 流片测试结果

　　投片并绑定后，用Agilent E5071C网络分析仪和N9010A频谱分析仪进行测试。调整匹配网络后的测试结果如图3所示。

　　从测试结果看出，输入输出端口在915 MHz附近达到了很好的匹配效果，其中S11=-18 dB，S22=-20 dB，如图(a)所示。同时测得功率放大器在915 MHz有饱和输出功率17.8 dBm，小信号功率增益为28.7 dB。输入1 dB压缩点为-12.4 dBm，输出1dB压缩点为15.4 dBm，如图(b)和图(c)所示。在功率放大器饱和输出时，电流源提供的直流电流为82 mA，求得饱和时的功率附加效率为40%。

　　功率增益、PAE等与后仿真有较大恶化，原因在于绑定线、寄生电阻等会消耗电压余度。PCB版图绘制不佳，也会造成功率放大器性能恶化。